Osciladores
 

www.geocities.ws/danielperez    www.qsl.net/lw1ecp   Ing. Daniel Pérez    LW1ECP   

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Actualmente muchos circuitos para armar transceptores generan la frecuencia con un PLL (lazo enganchado en fase) como el Si5351, o un DDS (direct digital synthesis) como el AD9851. Sin embargo, no está de más comprender cómo funciona un oscilador tradicional, por lo mismo que aunque tengamos calculadora y planilla de cálculo tenemos que saber las tablas de multiplicar.

Cuando a un circuito LC se le aplica un pulso, en este caso un breve toque en el pulsador, se queda generando una señal senoidal. Si solamente tuviésemos inductancia y capacitancia sin pérdidas, o sea sin resistencias serie o paralelo con ellas, esa señal duraría por siempre. Pero como en los circuitos reales siempre hay pérdidas en los componentes (aquí representadas por R), la señal se va amortiguando.

Con realimentación inductiva

Para que se mantenga, se necesita un componente activo (válvula, transistor, diodo túnel) que reponga la energía perdida. En la figura siguiente, un transistor toma la señal del circuito LC, la amplifica, y la inyecta nuevamente al circuito mediante una pequeña bobina, con una fase tal que la realimentación sea positiva. Por simplicidad no dibujé la fuente de alimentación, la cual para las señales de RF es como un cortocircuito. Este circuito se llama oscilador Armstrong o Meissner. Todos los nombres que mencionaré son heredados de las versiones a válvulas, y también se pueden implementar con JFET, MOSFET, y en algunos casos con compuertas digitales.

Hay una versión más conveniente en que la corriente amplificada se aplica a la bobina resonante de una manera en que tenemos un total de sólo 3 conexiones en vez de 4.

Por último, el capacitor de sintonía puede achicarse un poco en valor para sintonizar la suma de las dos bobinas y de esta manera uno de sus polos sigue estando conectado a masa, lo cual es muy conveniente para evitar que el armazón del capacitor (si es variable) tenga tensión de RF, de lo contrario habría riesgo indeseable de que esa amplia superficie irradie o capte. Es el oscilador Hartley.
 

Con realimentación capacitiva

Para quienes no tengan ganas de hacer bobinas con derivaciones o secundarios hay otra forma de lograr la realimentación positiva. En este otro circuito, como el transistor está conectado en modo emisor común, la señal en la base aparece con fase invertida en el colector. Entre la bobina y el capacitor de base mágicamente introducen otra inversión. La magia es ésta: en una inductancia la corriente atrasa 90 grados respecto de la tensión. Esa corriente es aplicada al capacitor de base, cuya tensión atrasa otros 90 grados respecto de la corriente que recibe. Total = 180 grados, que junto con los 180 del transistor producen realimentación positiva. Este tipo de oscilador se llama Colpitts. Se puede redibujar para demostrar que con exactamente los mismos componentes se puede usar con base común y colector común. Todos ellos se pueden clasificar como Colpitts, aunque según la pata común y otros componentes los artículos los pueden nombrar como Seiler, Vackar-Tesla, Clapp-Gouriet, etc.
 

El oscilador Pierce es una versión del Colpitts que utiliza un cristal de cuarzo o resonador cerámico en vez de la bobina. Estos resonadores se comportan aproximadamente como si fuesen un circuito LC serie, con Ls Rs y Cs: en resonancia serie la Z es mínima (y resistiva), por debajo se portan como un capacitor, y por arriba (pero no muy arriba) son como si fuesen una bobina. Y un poco más arriba (digamos, un 0,1%) esta "bobina" produce una resonancia paralelo junto con la Cp interna del cristal más las C que ve en paralelo del circuito externo. Entonces, en un oscilador Pierce se reemplaza la bobina por un resonador. También puede conectarse con E, B o C a masa.
 

Todo cristal, además del circuito LC serie dibujado al que se le llama frecuencia natural, se comporta como si tuviera otro con resonancia serie (baja impedancia) en aproximadamente el triple de frecuencia, también conectado a las patas del cristal. Y otro en aprox. el quíntuple, y otro en el séptuple, etc. A estos modos de resonancia se los llama sobretonos. Colocándolo en un Pierce siempre oscila en la frecuencia natural. Ver en la figura, que si en un  oscilador Butler se reemplaza el cristal por un cortocircuito, es igual a un Colpitts. El LC se calcula para que oscile en el sobretono deseado, y el cristal hace que la base o el emisor tengan un camino de baja impedancia a esa frecuencia. Como resultado, el cristal brinda estabilidad, y el LC impide que oscile en la natural o un sobretono equivocado. Si bien existen tecnologías para obtener cristales con más de 100MHz de f natural, los comunes al alcance de un aficionado llegan a lo sumo a 24MHz, por lo que para mayores frecuencias se usa el Butler.

No confundir sobretonos con armónicas, un sobretono es *aproximadamente* 3x, 5x, etc. la f natural, y en un Butler se genera únicamente ese sobretono, no otro ni la natural. Otro modo de generar más de 24MHz a cristal es con un Colpitts en fundamental, y etapas multiplicadoras para generar armónicas, pero es un método más sucio porque se agregan frecuencias indeseadas que hay que filtrar.

Como curiosidad: así como un cristal tiene una resonancia mecánica en aprox. el triple de la natural, por un fenómeno similar un dipolo resonante en 7MHz también resuena en aprox. 21MHz. La física es similar en ambos casos.

También hay osciladores que llevan dos transistores. En un oscilador Franklin, el desfasaje adicional de 180 es producido por otro transistor. El LC hace que la realimentación positiva se produzca únicamente en su frecuencia de resonancia. Hay una versión en que ningún transistor invierte, porque uno está en base común y el otro en colector común. Por último tenemos otro en que tampoco invierten pero el acoplamiento se hace a la frecuencia serie del LC serie o resonador, en ese caso el LC serie o cristal necesita ver impedancias bajas de ambos lados..

Pero, dónde está el "pulso inicial" en todos estos circuitos? Puede ser la perturbación introducida al conectar la alimentación. Y aunque se la aplicara muy gradualmente, todo componente electrónico genera un pequeño nivel de ruido blanco que cubre un muy amplio espectro, el circuito sintonizado deja pasar con mínima atenuación la porción de ruido que cae en su frecuencia de resonancia, la realimentación positiva lo refuerza, y así un ruido que comienza teniendo nanovolts termina en una oscilación estable.

Estabilidad

Un requisito para un oscilador, especialmente en equipos de comunicaciones, es que su frecuencia sea estable frente a variaciones de temperatura, tensión de alimentación, vibraciones mecánicas, variaciones de la carga. Las variaciones de frecuencia de que se habla son tan pequeñas que más que hablar de porcentajes se usan las partes por millón (ppm). 1% = 10000ppm. En un oscilador de 5MHz que se corrió 50Hz el cambio fue de 10ppm = 0,001%. Buena estabilidad implica minimizar las variaciones de L y C, teniendo en cuenta que la C incluye las capacitancias internas de los transistores.

- Variaciones de L por temperatura ambiente: las bobinas al aire aumentan su L con la temperatura debido lógicamente a la dilatación. La variación es peor si se usa un núcleo ferromagnético, siendo el ferrite aún peor que el carbonil (polvo de hierro). W7ZOI sugirió aliviar las tensiones mecánicas (efecto resorte o memoria del alambre) mediante un recocido (annealing): sumergir la bobina en agua hirviendo unos minutos, otros eligen calentar el alambre con una alta corriente.

- Variaciones de C por temperatura ambiente: se minimizan usando capacitores con coeficiente de temperatura cero (NPO, también llamados COG). Sin embargo, en diseños refinados se introduce un pequeño coeficiente negativo de C para compensar el positivo de L. Esto se logra con una combinación de NPO y N750 (capacitores con -750ppm/celsius). Para que esto funcione se necesita lentificar la llegada de calor desde las etapas de potencia, ya que por su menor masa los capacitores se corren más rápido que la bobina.

- Variaciones de C y L por autocalentamiento: como tienen un Q no infinito, la corriente que los atraviesa genera algo de calor. Se minimiza bajando la potencia en juego en el oscilador. Sin embargo, un nivel demasiado bajo puede conspirar contra la relación señal/ruido en la onda generada, lo veremos más adelante. También ayuda usar capacitores con alto Q (baja tangente delta) y que no sean miniatura.

- Variaciones de parámetros del transistor: las capacitancias del elemento activo forman parte del LC total. Las variaciones con la tensión de alimentación se eliminan fácilmente con un regulador de tensión. Las debidas a la temperatura se minimizan reduciendo todo lo posible el acoplamiento al LC, lo cual también sirve para reducir la potencia de RF allí.

Una forma de lograrlo en un Colpitts es usando altos valores de C en paralelo con el transistor para que las C del transistor resulten más despreciables, y un valor bajo de L.

Otra es conectar el transistor a la bobina a través de un divisor capacitivo. El capacitor chico de ese divisor se puede pasar al otro extremo de la bobina para tenerlo conectado a masa, es el oscilador Clapp, que aunque parezca un LC serie no cambió nada respecto del caso anterior.

El oscilador Vackar tiene una forma más complicada de reducir el acoplamiento al LC que permite una tensión de salida más uniforme al variarlo sobre un amplio rango, leí más de una nota atribuyéndole además una estabilidad excepcional, en mi opinión debe ser comparable a la de un Colpitts poco acoplado.

Alguna vez probé un Hartley de 5MHz con dos derivaciones en la bobina para reducir el acoplamiento al transistor, lo descarté porque el flojo acoplamiento entre las espiras derivadas y el total hacía que oscilara en ~100MHz con las C del transistor, ignorando al C de sintonía. Tal vez serviría mejorando el acoplamiento de las derivaciones, p. ej. usando una bobina toroidal con núcleo no magnético, o intercalando las espiras de las derivaciones.

Otra posibilidad es elegir un oscilador con dos transistores: como tiene mucha ganancia, se puede reducir mucho el acoplamiento al LC sin riesgo de que deje de oscilar.

- Variaciones por vibraciones: obviamente para reducirlas hace falta cuidar el diseño mecánico. Bobina sólidamente afirmada, colocar el parlante fuera del gabinete del equipo. En las radios valvulares esto último se evitaba montando el C variable sobre virolas de goma.

- Variaciones de la carga: en circuitos de AM valvulares, no de banda ancha, era necesario resintonizar la o las etapas previas a la final al cambiar de frecuencia. Hacía falta colocar una etapa buffer (separadora) a continuación del oscilador para que la variación de la Z de entrada de lo que sigue no influyese en el oscilador. En circuitos transistorizados es fácil agregar una etapa separadora, pero hay otra causa de que se corra la frecuencia al sintonizar el transmatch: si oscila en la misma frecuencia de antena, la RF de la etapa final se mete en la zona del oscilador y "tironea" su frecuencia. Esta interferencia puede ser conducida a través de la línea de alimentación, por corrientes de masa, o irradiada. Las soluciones son desacoplar la alimentación al pie del oscilador, ubicarlo alejado de la etapa final, y blindarlo cuidadosamente. Otra vieja técnica es evitar que oscile en la misma frecuencia de antena, por ejemplo haciendo que genere en la mitad y luego doblar.

A veces surge la polémica de por qué es más estable un oscilador a cristal de cuarzo. La L serie equivalente se mide en mH, y la C serie equivalente se mide en femtofarads (milésimas de pF). Por lo tanto, cualquier capacitancia que se le conecte en paralelo o serie es poco lo que pueda tironear de la frecuencia. Esto es lo que lo hace poco sensible frente a variaciones en las C del transistor. También explica que un oscilador a cristal tenga menos ruido de fase, tema que trataré más adelante.
Pero lo que le da la estabilidad frente a la temperatura es otra cosa, es la estabilidad mecánica. Al cortar la oblea dentro del cristal en bruto, según la orientación del corte con respecto a los ejes, nos encontramos con fuerzas que hacen subir la frecuencia con la temperatura, y otras que la bajan. Eligiendo cuidadosamente los ángulos se logra que se compensen aproximadamente, dentro de un cierto rango de temperatura. En la figura, la curva señalada como óptima garantiza que la frecuencia esté dentro de +/-8ppm en el rango de -40 a +90 celsius. Si el diseñador lo necesita, puede encargarle al fabricante del cristal que use otro ángulo para tener p. ej. +/-5ppm o +/-3ppm pero reduciendo el rango de temperatura de trabajo.

Para máxima estabilidad de temperatura el cristal se coloca dentro de una cámara térmica, es un horno con temperatura controlada (OCXO oven controlled crystal oscillator). Suele ser de 75 celsius para independizarse de temperaturas ambiente de hasta 70. Cualquier cristal estándar es más estable en una cámara, pero es mejor aún si se diseña el corte para mínima variación alrededor de los 75 celsius.

Por último, están los TCXO (temperature compensated crystal oscillator) que no usan cámara térmica sino que corrigen la frecuencia según la temperatura ambiente, logrando lo mismo con menor consumo.

Armónicas

Otra característica de un oscilador es el contenido armónico. No suele ser importante en transmisores porque inevitablemente hay un pasabanda o pasabajos tras la etapa final. Los mezcladores de conmutación, como los doble balanceados a diodos (DBM) y los con compuertas analógicas, aman las señales cuadradas.

Pero si hace falta baja distorsión a lo largo de una octava o varias octavas en p. ej. un generador de RF, la senoidal debe nacer pura ya desde el oscilador. Para ello se evita el recorte en el transistor; se toma la señal desde el LC para que él mismo se encargue de filtrar; y se continúa con amplificadores de baja distorsión. Esto es vital p. ej. en los analizadores de antena: si el detector de potencia reflejada es de banda ancha (a diodo), aunque la adaptación fuese perfecta a la frecuencia del oscilador, no lo será en las armónicas las cuales provocarán una lectura pesimista.

Ruido de fase

Dijimos que las armónicas son fáciles de filtrar porque están bien lejos de la fundamental. Pero hay componentes indeseadas que están pegadas a ella y son absolutamente imposibles de eliminar por filtrado. Todo oscilador tiene una pequeña modulación de frecuencia o fase debido al ruido de baja frecuencia de sus componentes. Al decir baja frecuencia me refiero a desde menos de 1Hz hasta audio y más allá.

Todo resistor genera una tensión de ruido térmico blanco por el solo hecho de no estar a temperatura de cero kelvin, y si se le aplica una tensión continua se agrega un ruido flicker (parpadeo) también llamado "rosado" o "1/f", más fuerte cuanto menor sea la frecuencia a la que se lo mide. Y el transistor también tiene su repertorio de ruidos blanco y flicker. Éste predomina por debajo de 100 o 1000Hz. En osciladores de cientos de kHz en adelante este ruido agregado a la señal de salida no debería molestar en absoluto. Sin embargo, si por algún mecanismo este ruido llega a variar algún parámetro del transistor, como la ganancia y capacitancias, la señal se ensuciará con una modulación de fase (si se quiere, léase "de frecuencia"). Una forma de disminuir el problema es evitando que el oscilador trabaje en clase C, en la cual el transistor se satura durante un instante. En osciladores con la topología como la del MC1648 se usa un control automático de nivel que regula la polarización de los transistores osciladores. En un oscilador a JFET tenemos el clásico diodo que evita que se haga positiva la compuerta, y estabiliza la amplitud de la oscilación gracias a la polarización inversa que genera, proporcional a la amplitud. Se recomienda usar un diodo schottky por su menor ruido flicker.

Paradójicamente, un transistor adecuado para oscilar con bajo ruido de fase no es el que tenga menor cifra de ruido en esa frecuencia. Suele elegirse transistores de mediana potencia operados como si fuesen de señal, porque con bajas densidades de corriente en las junturas disminuye el ruido 1/f.

Al usar un varicap para controlar la frecuencia, como prácticamente no tiene corriente inversa, se puede cometer el error de polarizarlo a través de un resistor de alto valor, como 100k o 1 megohm. El ruido térmico de un resistor es proporcional a la raíz de su valor, por lo que será mejor idea reducirlo a p. ej. 10k o usar un choke.

En un varicap, la C promedio (a lo largo de un ciclo de RF) depende de la amplitud de la señal. Esto implica que si esa amplitud varía por fuentes de ruido, el varicap convertirá esa AM en PM. Se minimiza usando la configuración de dos varicaps en anti serie, y tratando que el rango de los varicaps sea el justo necesario. Y evitar que en un semiciclo un varicap llegue a quedar polarizado en directa.

Nunca use un transistor MOSFET como oscilador. Son peores que los bipolares y JFET en cuanto al ruido 1/f. Por eso mismo no deben usarse en receptores de conversión directa.

También hay diseños que especifican reguladores de tensión con bajo ruido para alimentar al oscilador.

Aquí vemos cómo molesta el ruido de fase en un receptor. Queremos recibir una señal de 4000kHz, el oscilador local está en 5000, y resulta una IF de 9000. Dibujé las bandas laterales del ruido de fase del oscilador, que se convierten también alrededor de los 9000. Tras la detección, este ruido nunca es tan fuerte como para molestar la recepción. Pero ahora supongamos que la señal de 4000 es débil, y tengo una indeseada fuerte a 3kHz de distancia, lo suficiente para ser bien atenuada por el filtro de IF. Ésta también se contagiará con las bandas laterales de ruido, invadiendo la banda pasante del receptor, pudiendo en casos extremos tapar la señal deseada. Moraleja: si el oscilador no es lo bastante limpio, no sirve de nada tener alta selectividad en IF.

Dije que una forma de reducir el ruido de fase es evitar que el transistor sature, lo cual aumenta la modulación de fase. En la figura de la derecha vemos que la saturación también es mala para la estabilidad de frecuencia. Voy variando la amplitud del oscilador en los pasos 1, 2, 3 y 4. En 1 y 2 la frecuencia se mantiene constante. En 3 y 4, el transistor saturado "agarra" la onda retardando su nueva subida hasta que no salga de saturación. Este efecto se suma a la inestabilidad debida a las C del transistor.

En transmisión, una señal con ruido de fase molestará a los receptores cercanos, sintonizados en canales adyacentes. En radar, el ruido de fase molesta a su propio sistema: un blanco que se mueve lentamente generará una frecuencia Doppler muy baja, del orden del ruido flicker. Precisamente fue por los sistemas de radar que nació el estudio de esta perturbación.

Superregeneración (squegging, self-quenching)

Un oscilador sólo puede oscilar en una frecuencia a la vez. Sin embargo puede darse que la amplitud de la oscilación sea inestable, como modulada por una baja frecuencia. Es algo similar a cuando un motor de auto se pone a "trotar", a variar el sonido aprox. una vez por segundo. Este fenómeno se provoca a propósito en los receptores superregenerativos para aumentar la sensibilidad, bloqueándose totalmente la oscilación una cantidad de veces por segundo superior al rango de audio. Pero si lo que queremos es generar una señal pura, esto es todo lo contrario. No tengo recetas para solucionarlo si este fenómeno aparece en un diseño nuevo, salvo probar con una configuración que se sepa que funciona correctamente. Sólo quiero alertar que esto puede ocurrir en una señal que se emita al aire y pasar inadvertido salvo para quienes quieran recepcionar en canales adyacentes porque se genera considerable basura en bandas laterales. Todo transmisor debería ensayarse con un analizador de espectro: aunque tenga filtros de armónicas puede haber espurias cercanas a la fundamental, aunque en este caso se puede advertir con una punta detectora y osciloscopio, o mirando con osciloscopio los consumos o puntos de trabajo.

Pongo el siguiente ejemplo, un oscilador pensado para llevar el mínimo de componentes. Comencé con C = 10n y me llamó la atención la inestabilidad tras el arranque, sumado a Vce negativa en el pico negativa. La f deseada no se ve en la escala de la figura. Pensando que el circuito era inestable por tener demasiada realimentación, subí C a 47n. Se aprecia que ahora le cuesta más tiempo arrancar, pero la inestabilidad empeoró! Por el contrario, se tranquilizó con 1n. La verdadera solución fue usar la configuración tradicional, resistor y capacitor en base para desarrollar una Vbe con valor medio negativo para estabilizar la amplitud.

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